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夏至未至,干货!高速串行Serdes均衡之FFE,乘风破浪

2019-04-20 01:26:56 投稿作者:admin 围观人数:400 评论人数:0次

来历:EETOP论坛 及 大众号:不忘初心的模仿小牛牛

作者:131v1vv

本系列,预备把高速串行通讯中用到的均衡进行一个总结。这期先介绍发送端。

高速接口夏至未至,干货!高速串行Serdes均衡之FFE,披荆斩棘SerDes为完结芯片间信号的有线传夏至未至,干货!高速串行Serdes均衡之FFE,披荆斩棘输,需求完结数字到模仿的转化,通过通道传输后,再将模仿信号转回数字信号。并确保传输进程坚持比较低的误码率。本期,结合信道的特性,咱们来了解一下SerDes的发送端TX的均衡原理。

SerDes的整个模型可以简略表明为图1所示。其间通过串化后的数字信号流,通过TX Driver转化为NRZ编码的波形发送到TX输出端,通过信道传输,被RX前端采样和比较,解码得到正确的数据。模型上便是从{dk}到y(t)的进程。

图1

其间数字信号表明为{dk},这儿为便利叙说,dk取值归一化为1,别离代表逻辑“1”和“0”。其转化联系为是线性的。相同将TX输出y(t)归一化为1的波形如图2。可以将TX的单位冲激呼应(t)看做是一个窗函数rect,也便是一个零阶坚持器(Zero-order Hold,ZOH)。Tx Driver就通过ZOH完结了离散信号到接连信号的转化。

如图2,博柏利通过ZOH接连化的NRZ编码信号,可以分化为1UI宽度的起伏为1的脉冲信号了。

图2

从信号与体系中,咱们知道,满意采样定理的原始信号通过采样后,为了重建(reconstruction)原始信号,需求对采样信号在频域加抱负窗函数rect。

如图3,rect和sinc函数是一对傅里叶变换对。频域窗函数rect其时域则是sinc函数。这种抱负信号重建办法,实践上,比较难以完结。

ZOH作为最简略的离散信号接连化手法,其对应的频域是个sinc函数。可以看到,频域sinc函数衰减了高频成分,虽然无法彻底消除湘南学院。但因其时域的完结办法简略简略,而广泛运用。

图3

在TX的信号转化模型中,咱们可以看到,将离散非周期信号{dk}转化为接连非周期信号y(t),选用的是ZOH的零阶坚持。对应的频谱从接连周期改变为接连非周期。这是由于表明ZOH的矩形窗函数rect在频域是连夏至未至,干货!高速串行Serdes均衡之FFE,披荆斩棘续非周期的sinc函数。进程如图4,也便是频域通过sinc函数整形。

图4

总结一下,便是TX发送端完结了离散数字信号的接连化。

关于必定的信道,跟着SerDes的数据速率越来越高,数据传输到接纳端时,现已比较难以分辩了,接纳端会得到很多的过错数据。至于信道模型,根本都是等效为咱们从前聊过的传输线。图5给出芦丹氏几个不同长度FR4板材的传输线特性,主要是插入损耗S21随频率的改变曲线。

图5

可以看到在规划的比较好的信道时,其损耗和频率的联系相对比较线性。信道对不同频率成分的衰减量是不一致的。而实践信号的频率会比较丰富。这会导致信号有比较严峻的码间搅扰(后边李氏朝鲜详细阐明)。

因而需求在接纳端RX,选用不同的均衡手法,来下降信道的低通频率特性的影响,但为应对更大的信道衰减,在更高的数据率下,也需求在发送端集成天津小客车摇号成果查询均衡计划。这种均衡办法常称为前馈均衡(Feed-Forward Equalization,FFE)。运用的是数字信号处理中最常见的有限长度冲激呼应(Finite Impulse Response)滤波器。

那么关于SerDes的发送端均衡,咱们要考虑的FIR就必须具有高通特性,以此来提早补偿必定程度的信道损耗。

至于详细的FIR完结上,需求剖析FIR的补偿量,阶数。一起归纳考虑运用场景特性,发送端电路完结和用户的易用性等要素。图6给出了个简略的2拔丝苹果的做法阶3-tap结构夏至未至,干货!高速串行Serdes均衡之FFE,披荆斩棘的FIR比方。

图6

其间3个tap的系数便是规划参数,虽然咱们现已确认需求FIR的频域特性是高通特性。但考虑到电路完结时(特别是功耗这一点上),就有两种不同的FIR的两均衡办法,别离称之为预加剧(Pre-emphasis)和去加剧(De-emphasis)。其归一化频域特性和balloon离散时域表达式如图7所示。

图7

看到预加剧和去加剧的典型差异是,在多档可调均衡量规划中,是否具有稳定的最大输出摆幅(也便是fixed peak swing)。比方说去加剧便是典型的fixed Vpk。而预加剧的最大输出起伏和加剧量相关。体现为图7中归一化奈奎斯特频率是否稳定。

加剧量的核算可以直观从图7表达式看到。DC频率起伏和奈奎斯特频率起伏比值取对数坐银元标即可。

可以这么了解,去加剧办法主要是下降中低频重量,坚持高频重量稳定;而预加剧主要是坚持低频稳定,添加中高频重量。给定图7所示系数C0=0.1,C2=0.2,一个典型的去加剧和预加剧波形如道家图8所示。

图8

假如说发送端在无均蚕食嫩妻衡形式下,只能看做1bit的D/A转化器,那么包括FFE均衡的发送端便是多bit的ADC了。在实践的完结进程中,无论是电压型的SST结构和电流型的CML结构。都可以选用了多份叠加的实践思路,如图9的示意图。

图9

那么现在还剩下一个问题便是FIR的系数怎样确认,为什么c0和c2要取负值。答复这个问题前,咱们先了解下信道的脉冲呼应。

如图10所示。10G夏至未至,干货!高速串行Serdes均衡之FFE,披荆斩棘bps数据率下,对应图5不同损耗的单位脉冲呼应。可以看到跟着损耗的添加,呼应信号最大起伏逐步减小,并体现出了越来越严峻(起伏和持续时间)的“拖尾睡觉流口水”,这便是咱们常说的码间搅扰(ISI)。

图10

可见在需求长距离传输时(一般损耗量和长度正相关),为坚持信号尽可能的小的衰减,就需求运用更好原料的夏至未至,干货!高速串行Serdes均衡之FFE,披荆斩棘传输线,或更进一步运用光纤传输。

为了更形象的了解ISI的搅扰效果,图11和图12给出了更进一步的阐明。

图11是一个典型的信道输入信号的脉冲分化。这儿脉冲初值给了0(对应实践的发送器输出和氏璧为idle态,也便是共模)。之后是“1111101”的脉冲。将该输入送给图10中具有-14.4dB@5GHz的信道。

图11

图12是输出成果波形。信道一般是LTI体系,可以看到8个相隔为1UI=100ps的脉冲呼应。还有一些叠加信号,黄色是仅前3个+脉冲的叠加成果,蓝色为前6个+脉冲的叠加,赤色为前6个+脉冲加第7个-脉冲的叠加成果,黑色为悉数8个脉冲的叠加成果。

图12

从图12比较显着地观察到,前6个+脉冲和第8个+脉冲的影响,导致lr世界增值积分第7个-脉冲的起伏裕量(和0电压比较)很小了。假如再加上噪声和其他搅扰,比较简略导致RX端判别过错。下边量化寓言故事大全一下ISI的影响。

图13给出-14.4dB@5GHz信道的脉冲呼应,包括前标(pre_cursor)、主标(main_cursor)和后标(post_cursor)的详细量值。这些标量在核算通过信道后眼图的“眼高”时有重要指导意义。

比方图13中给出了呈现最小眼高的Case。一般是在呈现接连多个UI的逻辑“0”(或“1”)之后,紧接着呈现逻辑“10”(或“01”),或空中浩劫者相反的状况(图12比方)。

图13

需求留意的worst case眼高值y的核算公式。当然实践上眼高和数据亲近陈洁相关,比方咱们在用PRBS7和PRBS15等进行仿真时,可以显着看到PRBS7的眼高就比PRBS15的更大一些。这儿边便是由于PRBS7码型最多呈现地藏菩萨7个接连的逻辑“0”或许“1”。导致核算式中post_cursor的和偏小。worst case的“眼高”估量,是RX端规划的重要参阅目标。

最终便是FIR系数核算办法,一种是迫零法(Zero Force),另一种是最小均方差错(Minimum Mea香港奇案之强奸n Square Error,MMSE)。

限于篇幅,这儿给一个迫零法的简略阐明。这儿运用图13中给出的14.4dB的脉冲呼应,核算一下完结图6和7中3-tap结构FIR。可以看到FIR系数的核算便是运用脉冲呼应构成的矩阵运算夏至未至,干货!高速串行Serdes均衡之FFE,披荆斩棘,其间P是无前后标的抱负脉冲呼应[0 1 0],归一化后可以得到系数的核算成果。

图14

MMSE不不逼迫后标都是零值,而是使一切后标的总能量最小。是一种比迫零法更好的办法。

需求阐明的是,在咱们FIR的完结中,可以只用Pre-cursor C0(C2=0)或许Post_cursorC2(C0=0)进行均衡加剧,也可以两者都用,差异体现在TX输出的起伏稳态值个数不同。

最终再放一张包嗨氏含了一起包括Pre-cursor去加剧和post-cursor去加剧量的发送端眼图。可以在图15的眼图上看到约6个稳态起伏量。别离代表了高中低一级频率重量。

图15

到了最终仍是不得不说一下TX端均衡的局限性,最主要的便是发送器的均衡程度很难做好依据运用场景的自适应调理。一般都是留一些可调整的档位供用户挑选。但这不阻碍TX端的均衡可以进一步进步SerDes的过channel才能,进步串口的功能。总归,归于如虎添翼的feature。

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the end
设计别想太复杂,重复的本质